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有不同潛路工作的電路中，用光耦建立電流隔離看上去似乎很簡單。光耦從隔離電路中獲取能量，由于LED老化，開關相對慢且不穩(wěn)定。若不用光耦，可使用如Analog Devices公司的ADUM12xx或Texas Instruments 公司的ISO72x替代。本設計方案闡述了一個簡單改進光耦電路的方法。

圖1顯示了兩個通用的0V同步交流設計。通過光耦負載電阻的減少，開關變得更慢更不確定，但減少了光耦的LED電流，嘗試減少隔離電路中的能量消耗。為實現(xiàn)更快更迅速的開關，將不得不犧牲能量效率；然而，由于能量效率和交流電壓大小的反向關系，這個犧牲的好處是有限的。

光耦的LED在近似全交流循環(huán)過程中超乎尋常的幾乎連續(xù)發(fā)光，導致功耗效率低，且使光耦老化得相對較快：一個顯著的缺點是過原點誤差過大且?guī)缀醪豢煽兀浑娐返撵`敏度范圍依*光耦的參數(shù)。圖1的設計不是一個理想方案。就效率而言，依*光耦的電流轉換率和交流幅值，它們能輸出5到100 mA。

圖2的設計克服了能耗過大、不確定開關和LED老化的問題。它非常適用于寬交流范圍的應用。與圖1的電路相比，圖2的LED只在過原點附近發(fā)光，且由前置充電電容接收能量，所以通過10到100的因數(shù)減少平均電流消耗。設計也提供更快、更確定和更敏銳的開關。更甚者，希望延緩LED老化。圖1中電阻R1和R2消耗的熱功率不小于1.5W，所以在同一電路板區(qū)域用0.1W設備替換外部器件（圖2）。

電路的主要部分由幅值檢波器D1、電容C1和Schmitt觸發(fā)器Q1/Q2組成，控制流過光耦的LED電流。D2和D3穩(wěn)定Q2的基電壓，從而其集電極電流驅動光耦。電容C1通過R1、R2和D1充電。

幾乎所有交流周期中，除了過原點附近，Q1為開，Q2為關。然后，接近過原點時，
Schmitt觸發(fā)器Q1和Q2的狀態(tài)改變，Q2以恒定的電流卸放電容C1，因為由Q2、D2、D3、R5和R6組成的電路按I=(2×VD–VBE2)/R6穩(wěn)定電流，在這里VD為D2或D3上的電壓降，VBE2為Q2的基射極電壓。

一些應用不需要Schmitt觸發(fā)器固有的磁滯性；圖3顯示了這樣的一個設計。它也顯示了怎樣處理不需要的D1最小反轉電流。然而，電路更適用于純同步和非晶閘管控制。由于LED電流的穩(wěn)定性，這些設計使輸入交流電壓的范圍擴大，其有利于多標準交流供電設計；有機會在LED沒有過載危險的情況下設置LED電流；減少光耦不穩(wěn)定的影響。這樣設計的另一個優(yōu)勢為其固有更安全的特性。在其終端短路的情況下，光耦在隔離與非隔離側之間傳遞的電流比圖1電路中少10到100倍。光耦也有優(yōu)勢。由于低占空比，可以不損失功率而任意減少光耦負載電阻R8的值。這個減少將使過原點誤差降低。